超声换能器驱动电路及回液接收电路的设计

超声换能器驱动电路及回液接收电路的设计

摘要：介绍了采用脉冲回波法进行超声测距的原理，设计了一种高效率的超声换能器驱动电路，使换能器和功放的阻抗匹配得到改善。另外还设计了一种单电源回波接收电路。本系统主要用于车辆防碰撞等领域。从实验结果来看，发射效率和接收灵敏度均较高，回波效果良好，大大提高了超声波探头的作用距离。
　　关键词：超声测距脉冲变压器阻抗匹配推挽放大器
　　
　　随着我国汽车工业和高速公路事业的飞速发展，研制、开发基于高性价比的超声波测距技术的车辆防撞系统具有重要的社会与经济价值。
　　
　　车辆防撞系统具有自动探测前方障碍物、自动减速或刹车的功能，是未来高级小汽车和载重车辆必备的安全行驶辅助装置。日本、美国和欧洲等各大汽车公司都已投入了相当的人力、物力开发在高级汽车上使用的防撞与安全预警系统，包括毫米波雷达、CCD摄像机、GPS和高档微机等。据海外媒体报道，戴姆勒—克莱斯勒公司日前成功开发出供商用车(尤指卡车)使用的电子刹车系统，它利用车载前视雷达感应器探测前方景物，由车载控制器处理这一感知信息而形成虚拟景象，由此来判断当前路况是否需要启动自动刹车装置。这种新型刹车系统在未来的两、三年内即可面市，预期价格为3745欧元[1]。显然，就普通汽车而言，该自动电子刹车装置太昂贵。
　　
　　超声测距传感器价格低廉，其性能几乎不受光线、粉尘、烟雾、电磁干扰和有毒气体的影响，而且使用方便。然而，常见的超声测距仪的作用距离较短，一般均小于或等于10m，从而限制了它在汽车高速行驶时的使用性能。超声测距仪的作用距离不仅仅依赖于高性能的超声波探头，而且与超声波的发射与接收电路的机电能量转换效率有关。本文主要研究一种高效的超声换能器收发电路，以增大超声测距仪的作用距离，使之能够在未来的国产化汽车主动防撞系统中得到应用。
　　
　　1超声测距原理
　　
　　谐振频率高于20kHz的声波被称为超声波。超声波为直线传播方式，频率越高，绕射能力越弱，但反射能力越强。利用超声波的这种性能就可制成超声传感器，或称为超声换能器，它是一种既可以把电能转化为声能、又可以把声能转化为电能的器件或装置。换能器在电脉冲激励下可将电能转换为机械能，向外发送超声波；反之，当换能器处在接收状态时，它可将声能(机械能)转换为电能。
　　
　　最常用的超声测距方法是回声探测法。其工作原理是：使换能器向介质发射声脉冲，声波遇到被测物体(目标)后必有反射回来的声波(回波)作用于换能器上。若已知介质的声速为c，第一个回波到达的时刻与发射脉冲时刻的时间差为t，那么即可按式s=ct／2计算换能器与目标之间的距离，如图1所示。考虑到传感器的成本与安装的方便性，采用收发兼用型超声波探头，即实际距离d=s。
　　
　　声波的速度c与温度T有关[2]。如果环境温度变化显著,则必须考虑温度补偿问题。空气中声速与温度的关系可表示为：
　　
　　
　　
　　2驱动电路的设计
　　
　　图2所示的超声频驱动电源用于激励超声换能器使之向外发送超声波，超声频电源与超声换能器仪器构成超声发生器。
　　
　　图2
　　
　　2．1场效应管功率放大电路的设计
　　
　　在此采用在超声波发生器上应用较多的乙类推挽放大电路。其特点是无激励信号时，两个功率管IRFl20的静态电流为零；而有激励信号时，两个功率管交替工作，各输出半波信号，合起来形成一个完整的波形。
　　
　　SN75732是双通道与非门TTL／MOS专用接口器件，其中，管脚2是两个与非门公用的使能输入端(高电平有效)，管脚1／7、管脚3／6分别是两个与非门的输入／输出端；管脚4是数字地；管脚8接5V直流电源，管脚5接直流电源VDD。利用该接口电路就可以直接用TTL电平来驱动MOSFET功率管。只要适当选取电阻R1就可以确定MOSFET功率管IRFl20的栅源电压VGS，进而确定功率管导通时的漏极电流ID；R用于限制漏极电流ID的大小，避免功率管导通瞬间产生过大的电流冲击。当选通信号为低电平时，SN75732的两个与非门均输出低电平，功率管IRFl20截止，发射电路不工作，而继电器J处于接通状态(与SIGl和SIG2接触)；当选通信号为高电平时，超声频脉冲信号通过与非门HC00的逻辑变换后，使SN75732的两个与非门交替输出高电平，驱动两个功率管IRFl20交替导通与截止(推挽放大)，通过脉冲变压器升压输出高振幅正弦波，换能器将获得的能量以声能形式辐射出去。此时，继电器J处于常闭状态(换能器接入驱动电路的输出端)。
　　
　　
　　
　　
　　
　　要使非线性失真不明显，其功率最大，负载应当是固定不变的。因此变压器的另一作用是进行耦合，将实际负载RL'，变换成所期望的值只RL，以实现阻抗匹配。如图3所示，AB和BQ分别代表了ID和(VDD-VDSS)，因此△ABQ的面积就代表了工作在乙类的互补对称电路输出功率的大小。△ABQ的面积愈大，就表明输出功率Po也愈大。IDm为流过功率管的最大电流，对应于图中负载线AQ，其功率三角形面积最大，非线性失真不明显。所以，最大功率的负载电阻应当是RL=(VDD-VDSS)/IDm。
　　
　　场效应管IRFl20采用电压驱动方式，与负载电流和安全工作区域无关，电路设计较为简单；对于开关速度来说，它同双极型器件相比可大幅度提高开关速度，温度影响也小；而且它仅受管子功耗的限制，无二次击穿的影响，因而在此代替功率晶体管作功率放大器件。
　　
　　2．2变压器的设计
　　
　　脉冲变压器是超声换能器驱动电路中最重要的器件，它的用途是升高脉冲电压信号，并使功率放大器的输出阻抗与换能器的负载阻抗匹配。一般脉冲变压器以变压器的功率、原副边电压信号的幅值确定变压器的尺寸和变比[3]；而超声换能器驱动用变压器则主要以功率和原副边电感及阻抗匹配确定变压器的尺寸和变比。
　　
　　2．2．1变压器工作频率及输入电压脉宽的确定
　　
　　脉冲变压器的工作频率取决于超声换能器的工作频率。在此选用fr=30kHz的换能器，其所对应的谐振电路等效阻抗RL'=450Ω。则半个周期内的电压脉宽为：
　　
　　Ton=(DT/2)(D/2fr)(2)
　　
　　其中，T为脉冲变压器的工作周期。D是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出变压器和变换器效率等都有很大的影响。在此选D=0．9，则有Ton＝15μs。
　　
　　2．2．2变压器变比的确定及功率负荷的计算
　　
　　由前面推导可知RL＝(VDD-VDSS)／IDm时功放效率最大，取VDD=12V，考虑到车辆使用的蓄电池所能提供的最大电流有限，取IDm=5A，由功率管工作特性曲线可以查出VDSS=2V，得出RL＝(12-2)／5＝2Ω，所以变压器变比为：
　　
　　
　　
　　变压器的功率负荷为：
　　
　　
　　
　　式中，Pout为换能器的工作功率；η为变压器的效率，可取η＝0．95；VAm为等效负载RL上的电压幅度。将已知值代入(4)式得Pout≈24W。
　　
　　2．2．3变压器铁心的选择
　　
　　铁心是脉冲变压器的重要组成部分。脉冲变压器的体积、质量等主要指标都由铁心来确定。常用的铁心材料有电工钢、软磁合金、软磁铁氧体、非晶态合金等。其中铁氧体铁心工艺性好，价格便宜，而且电阻率很高，确保在窄脉冲情况下能得到高的有效脉冲磁导率，要比冷轧电工钢高十倍以上。对于推挽式电路，铁心尺寸的选择可参考下式：
　　
　　
　　
　　式中，S为磁芯的有效截面积；Q为铁心的窗口截面积，只有各绕组截面积之和小于铁心的窗口面积，才能使铁心窗口绕得下全部绕组；Bm为铁心最大工作磁通密度，在此选取材料为3E25的铁心，由该材料的B-H特性曲线查出Bm=250mT；KT为铁心的填充系数，对于铁氧体铁心来讲，KT=1；Ku为铁心窗口的利用系数，与绕组导线直径及绕制工艺水平有关，一般取0．1～0．5；J为导线允许的电流密度，一般取为3～5A／mm2。
　　
　　将已知数值代入式(5)，计算得SQ＝1403．5mm2。根据参考文献[4]，可选取Philips公司生产的E25／10／6型号的铁心，其有效面积S=38．4mm2。
　　
　　2．2．4变压器初、次级绕组匝数的计算
　　
　　变压器初级绕组的匝数N1由下式确定：
　　
　　N1=(VDD×Ton)/(2Bm×S)(6)
　　
　　
　　
　　
　　将已知量代入，得Ｎ１＝１０。于是，由变压器的变比N可求出变压器次级绕组的匝数，即：
　　
　　N2=N1×N=10×15=150。
　　
　　各绕组导线的直径可由下式计算：
　　
　　
　　
　　式中，Ii为流经绕组电流的有效值。最后校验变压器是否能绕下所要求的线圈匝数。
　　
　　脉冲变压器的很多参数是相互影响的，所以在制作变压器时，要反复调试，以达到最佳的阻抗匹配和高的效率。变压器的输出(即超声换能器上所加的电压幅值)影响着系统的测距范围及精度，本系统中使用的变压器副边空载电压可达300V。
　　
　　3接收电路的设计
　　
　　由于此电路应用于汽车防撞系统中，一般车辆上只提供正电源，所以接收电路的设计采用单电源。它由前置放大电路、带通滤波电路和后级放大电路组成。
　　
　　3．1前置放大电路
　　
　　考虑到超声换能器的输出电阻比较大，因此前置放大器必须有足够大的输入阻抗。前置放大电路是一个由精密、高输入阻抗仪表放大器AD623构成的差动放大器。由于采用了收发同体传感器，因而收发信号之间会产生干扰，较大的发送信号能量有可能直接进入接收电路，它要比回波大得多，因此前级放大器会饱和，电路工作不稳定。为此，接收信号放大器的输入端要接入一对互为反向的二极管进行箝位，以保护后面的放大电路。
　　
　　3．2带通滤波器
　　
　　在此采用无限增益多路反馈型滤波电路，它是一个由赋以多路反馈的理论上具有无限增益的运算放大器构成的滤波电路。图4所示是由单一运算放大器构成的无限增益多路反馈二阶带通滤波电路的基本结构。
　　
　　滤波器参数为：
　　
　　
　　
　　无限增益多路反馈型滤波电路由于没有正反馈，故稳定性高。为计算方便，可先选定C1＝C2＝680pF，Ap＝6，Q＝3，由以上方程联立得：R3=47kΩ，R1=47kΩ，R2=2kΩ。由于采用单电源供电，所以要在放大器正极抬高一个电平。在此用MC7805将电源电压转换成5V以提供偏置。滤波器的输出再通过一级放大后接采集卡进行A／D采样。
　　
　　4实验结果与结论
　　
　　对前面设计的电路进行了超声测距实验。此实验应用NI公司的数据采集卡6024E采集数据。6024E是拥有模拟、数字、时钟I/O口的高性能多功能板卡，采用的是PCI总线。最大采集速率为200kHz，使用DAQ-STC计数器芯片。包括三个定时器组，控制着模拟输入、模拟输出和通用的计数／定时功能。用于通用计数／定时功能的是两个24位计数器[5]。利用时钟1发出控制信号，时钟0产生30kHz的脉冲，作为驱动电路的输入信号。
　　
　　发射的脉冲数应选择合适，脉冲个数多时，发射换能器可以克服其振动惯量而获得充分的振动，其它声波模式影响较小，发射的超声脉冲能量大；但此时测距的盲区也大(测距盲区指的是可以测量的最小距离)，一般选择由10～20个脉冲组成。
　　
　　系统软件采用LabVIEW编程，图5为相同环境中两个电路的测量结果对比。
　　
　　5(a)是以往电路在6米处的测量结果，幅值较小，测量过程中曾出现掉电现象，功率管发热严重，这说明功率消耗比较大。5(b)是本电路的测量结果。可以看出，本电路的测量距离明显提高，而且管子基本没有发热现象，电源保持稳定。可见，本电路的设计由于经过较严格的推导，器件选择合理，各参数得到优化，改善了换能器与功放间的阻抗匹配，功放效率和机电转换效率得到明显提高。电路控制方便，性能表现良好，在距离9．5m处仍能得到较清晰的回波，使大范围的超声测距成为可能。
　　
　　
　　
　　

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